一、引言

　　随着半导体器件的发展，大功率多电平逆变器得到了日益广泛的应用。由于多电平逆变器具有节省能源、提高生产效率、降低生产成本的优点，因此在石化、采矿、钢铁、交通以及其他工业方面采用高压大功率多电平逆变器已经成为人们的首选。目前高压变流器的电路拓扑结构种类较多，迄今为止，其主要有3种基本的拓扑结构：

　　1、串级H桥式（Cascaded H-bridge，CHB）；

　　2、电容箝位式（Capacitor-Clamped）；

　　3、二极管箝位式（Diode-Clamped）。

　　由于CHB逆变器具有很低的谐波失真和dv/dt，而且不需要功率器件间的串联，就可以得到很高的工作电压，它的模块化结构还可以降低生产成本，因此在高电压大功率逆变器中得到了广泛的应用。多电平逆变器的输出电压是由多个直流电源通过相互叠加而成的。因此直流电源越多，其输出的电压波形就越接近正弦波，而且开关器件间的电压变化率也很低。如果采用基波频率的开关策略对逆变器进行控制，那么将大大降低开关器件的损耗。在一些控制策略的应用过程中，多电平逆变器的输出电压波形质量必须符合THD（谐波畸变率）的限制要求，如IEEE 519-1992（北美标准）以及IEC-1000（欧洲标准）。因此必须采用特定的方法对逆变器的谐波进行控制。采用基于载波的PWM方法（如消谐波或者是移相调制），虽然可以实现很好的性能，但是其开关频率很高，无法进行特定谐波的消除。

　　阶梯控制策略生成所要求基波电压且不产生特定的低次谐波，该方法可以实现基波频率调制，减少了开关损耗，控制起来相对较简单，而且可以取得很好的谐波消除效果。但是在本文的研究中发现该种方法对于7电平逆变器，只有在当调制比为0.485-1.07之间时，阶梯波调制的特定消谐方程组[11-12] 才存在开关角度解，而在小于0.485的范围内无法找到实际解。为了拓宽调制比的范围，采用减少一个脉冲的办法。但是减少了一个脉冲就是减少了一个自由度，因此它所能消除的谐波个数也将减少一个，如果仍然想消除和高调制比相同的谐波次数，只有采用消除中间次谐波的办法来弱化所要消除的谐波，但是这并没有真正消除。对结构作出适当调整的基础上，提出了“极性反接”的方法来进行扩大调制比，但是该结构仍然存在能量回馈的问题。这就需要增加直流环节的耗能控制，或者改变AC/DC整流环节使能量回馈到电源侧，从而导致成本增加并使控制复杂。为了能使逆变器具有很宽的调制比范围，本文在吸收了阶梯调制作为A波段基础上，在调制比低于0.485时，本文提出一种新的开关模式（B波段），该方法克服了以上文献所出现的问题，并且求出了能够满足要求的实际解。最后的实验结果也证明了所提方案的正确性。

　　二、链式逆变器的调制方法

　　电压型多电平逆变器的调制策略可以分为基于载波的PWM调制方式和空间矢量PWM调制。此外还有基于特定消谐的阶梯调制策略。

　　由于阶梯调制方式在CHB逆变器上很容易实现，它基本上都是在基波频率下工作，开关损耗比较低，再加之使用SHE技术来消除低次谐波，另外再调节基波幅值，所以这种调制方式具有很好的实用性。除此之外，还可以利用此项SHE-PWM技术，设置多个开关角度，以此来消除更多的谐波。需要指出的是特定消谐方程组是非线性超越方程组，因此并不是对于所有的调制比ma都有解。

　　阶梯调制的原理如图1，其中vH1，vH2 和vH3是各个H桥单元的输出电压，VAN是7电平CHB逆变器的相电压，E是H桥单元的直流侧电源电压,θ1，θ2,θ3 是每一个H桥单元的开关角度。